一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應用中，使用 同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還會在整流器上引入較高的di/dt。為了實現高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導通電阻和柵極電荷。然而，人們很少 注意寄生體二極管反向恢復電荷(Qrr)和輸出電容(COSS)。這些關鍵參數可能會增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。 一般而言，隨著MOSFET擊穿電壓額定值的增大，導通電阻 也會增大。本文提出一種數控有源鉗位吸收器，并深入探討有源鉗位吸收器電路及其數字實現方式。該吸收器可以消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴，特別是能消除MOSFET中寄生二極 管的反向恢復損耗；還能發揮設計指南作用；在隔離式DC-DC轉換器（如半橋和全橋拓撲結 構）中擁有多種其他優勢，同時還能提高可靠性，降低故障率。
圖1. 功率轉換器副邊功率級示意圖（圖中所示為有源鉗位）
圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉換器的副邊。副邊由同步整流 構成，同步整流表現為連接變壓器的H-橋。另外還有輸出濾波 器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT)。有源鉗位開關是一個P溝道 MOSFET，用于轉換柵極信號電平的柵極驅動由一個電容和一個 二極管構成。
高頻等效電路
在高頻視圖中，大電感和大電容分別處于開路和短路狀態，電 路分析中只使用寄生和諧振電感及電容。利用這種方法可以簡 化電路，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓撲結構 和使用吸收器的場合，因為在緩沖周期中，高頻電流會選擇阻 抗最低的路徑。
電路的交流視圖如圖2所示。輸出濾波電感和電容分別處于開 路和短路狀態。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持 原樣。重點是轉換器的副邊，因為原邊電壓源已短路并且對分 析無用。
圖2. （左）功率轉換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡化的AC視圖。
同步FET有源鉗位電路的工作原理
在分析中，我們假設，吸收器電容足夠大，能維持電壓恒定不 變。在續流間隙（在圖3中，SR1和SR2均開啟），四個副邊開 關(MOSFET)全部開啟。受有限上升和下降時間以及柵極驅動信 號傳播延遲變化的影響，同步整流器信號之間始終存在較短的 死區時間。在該死區時間期間，MOSFET的寄生二極管會導通以 續流。其后是下一半開關周期，此時，原邊MOSFET的另一個引 腳啟動。這會導致變壓器繞組上的極性發生變化，同時關閉同 步整流器體二極管。然而，只要反向恢復電荷(Qrr)未耗盡，同 步MOSFET的寄生二極管就不會關閉。方向如圖2所示。該Qrr被 視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會增 大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰。反向恢復電荷的大小由下式 計算得到：
圖3
圖4a. trr間隔捕獲反向恢復能量期間的工作情況
圖4b. 負載中釋放的能量
漏電電感和走線電感（極性如圖2所示）導致的電壓尖峰由有 源鉗位吸收器吸收。有源吸收器開關可以在寄生二極管開啟后 在ZVS時打開。然而，當有源鉗位吸收器開啟時，吸收器電容會 吸收反向恢復電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負載中。由 于通過吸收器電容的凈電流為零，所以只要轉換器工作于穩態 下，吸收器就會維持電荷平衡。
設計指南
1. 估算漏電電感
讓轉換器在無吸收器的條件下工作，測量同步MOSFET漏極上振 鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1)。另外，測量原邊電流波形上 的前沿尖峰（應等于trr）。要估算漏電電感，要使電容的已知 值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個數量級。用下式測量 振鈴頻率(f2)，計算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：
2. 選擇有源鉗位吸收器電容
選擇一個輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸 收器電容。這是因為有源吸收器開關會有一條低阻抗路徑。然 而，吸收器電容的選擇必須做到：
其中，Ts為開關周期。
在下列最小延遲條件下打開有源鉗位吸收器：
這兩項為驅動器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅動信號上升時 間。這個時序非常重要，因為必須捕獲MOSFET體二極管的全部 反向恢復能量。該時間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復 特性（Qrr、trr、Irr），可能隨器件上的溫度、負載電流和反向電 壓等因素而變化。延遲時間和吸收器導通時間可以用本文所述 方法精確設置以針對不同的開關特性進行優化。
確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧 振周期，在此期間，將漏電電能釋放到鉗位電容中。
該值的范圍為：
為了避免在第1點上觀察到過多的振鈴，導通時間應不超過一個 或兩個諧振周期，否則，會出現過多的連續振鈴。或者，吸收 器的導通時間可以取上面第1點中觀察到的前沿尖峰的導通時間 的近似值（如trr）。過多的導通時間只是會導致能量再諧振幾 個周期，可以在原邊電流波形中看到這一點（圖8和圖9）。
3. 選擇吸收器開關
(1)的一個簡化版本是使用MOSFET數據手冊中的最差條件限值。 以下公式更加詳細地展現了電容中電流的情況：
使用因子2是因為考慮的只是半個開關周期，對于全橋或半橋 拓撲結構，該過程發生兩次。另外，在圖1中，由于兩個開關 關閉，所以反向恢復電荷會增加一倍。因此，總電流為：
其中，在全橋配置下，C為2；在中心抽頭配置下，C為1；N為 并聯的MOSFET數目。這是通過有源吸收器開關的平均電流。
數字實現
有源鉗位吸收器的數字實現有兩個控制：控制1是吸收器延 遲（自觸發器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調延遲）。控制2 為吸收器PWM導通時間。觸發點為H橋對邊引腳原邊PWM上升 沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）。吸收器PWM并不要求像主控 PWM分辨率一樣高的分辨率（如125 ps）。結果，觸發所需時 鐘能支持較慢的速率（5 ns分辨率），這樣還能節能（40倍系 數）。這一概念也可以運用到副邊上有中心抽頭的功率轉換拓 撲結構。另外，該概念也可以用于單個開關，在這些開關中， 每個功率晶體管上會放置一個分立式有源鉗位開關吸收器單 元。在這種情況下，有源鉗位FET的驅動信號取自同步整流器 的下降沿。
圖5. 吸收器PWM的數字實現
ADP1055數字控制器提供了實現這一目標的必要工具。借助直觀 簡單的圖形用戶界面，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的 優化。ADP1055提供了兩個選項來設置吸收器PWM，即通過SR1 和SR2的邏輯組合或通過OUTC和OUTD信號的邏輯組合。在兩種 情況下，可以用兩個選項配置吸收器PWM，如圖6和圖7所示。 在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設置死區時間）和 吸收器導通時間微調優化參數。借助兩個信號的邏輯組合和極 性選擇功能，用戶完全可以自由地選擇適當的吸收器組合。
圖7. 使用選項2（OUTC和OUTD）的吸收器時序
全橋拓撲結構的實驗結果
為了進行實驗驗證，選擇的隔離式DC-DC轉換器，其額定輸入 為48 V，額定輸出為12 V、20 A，開關頻率為125 kHz。拓撲結構 為全橋，帶一個副邊，如圖1所示。
圖8展示了使用不正確的吸收器導通時間會導致多余振鈴，同時 還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流 中。前沿尖峰也很嚴重，會導致不必要的EMI。
圖8. 過多的吸收器導通時間
圖9所示為優化的吸收器導通時間，其中，在同步MOSFET的漏 極電壓上無振鈴。同時，前沿尖峰也幾乎消除了。
圖9. 優化的吸收器時序
圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏 極電壓。電壓偏移可能非常嚴重，達穩態電壓的1.5倍，并且 MOSFET有可能進入雪崩條件。
圖10. 不存在有源鉗位吸收器
圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除， MOSFET漏極上無振鈴。
圖12. 0 A負載條件下的吸收器有效性
綠線：SR漏極，10 V/div
藍線：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
對半橋拓撲結構進行了額外的實驗驗證，額定輸入為48 V，額 定輸出為9 V、200 W，開關頻率為180 kHz。
布局考慮
圖8所示為上述半橋拓撲結構的布局。關鍵點是通過縮短環路 或將其限制在較窄區域，減小鉗位環路的寄生電感。否則會降 低鉗位的有效性，并在鉗位周期內導致高頻振鈴。
圖19. 有源鉗位吸收器布局
結論
本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉換器高 輸出電流應用中的數字實現方式。提出的有源-鉗位方案 具有多種優勢，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET 額定擊穿電壓， 從而提高效率。同時還消除了振鈴， 結 果可以減少電磁干擾(EMI)。這是一種低成本的簡單電路， 驅動方案也很簡單。另外， 與需要額外電感的其他有源 吸收器相比，還可以節省PCB板空間。整體而言，電源的 可靠性得到了大幅提升。此外， 消除了前沿尖峰， 結果 降低了對原邊開關的壓力。另外， 更高的效率可以降低 發熱量， 這對散熱困難的受限區域中的模塊非常有用。
ADP1055數字控制器提供了實現上述任務的必要工具，無需編寫 復雜的程序或代碼。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒、 軟停、命令掩碼、非線性增益等。
