模擬帶寬的重要性高于其他一切在越來越多的應用中得到體現。隨著GSPS或RF ADC的出現，奈奎斯特域在短短幾年內增長了10倍，達到多GHz范圍。這幫助上述應用進一步拓寬了視野，但為了達到X波段（12 GHz頻率），仍然需要更多帶寬。在信號鏈中運用采樣保持放大器 (THA)，可以從根本上擴展帶寬，使其遠遠超出ADC采樣帶寬，滿足苛刻高帶寬的應用的需求。本文將證明，針對RF市場開發的最新轉換器前增加一個THA，便可實現超過10 GHz帶寬。
打好基礎
對于雷達、儀器儀表和通信應用，高GSPS轉換器應用得非常廣泛，因為它能提供更寬的頻譜以擴展系統頻率范圍。然而，更寬的頻譜對ADC本身的內部采樣保持器提出了更多挑戰，因為它通常未針對超寬帶操作進行優化，而且ADC一般帶寬有限，在這些更高模擬帶寬區域中其高頻線性度/SFDR會下降。
因此，在ADC前面使用單獨的THA來拓展模擬帶寬成為了一個理想的解決方案，如此便可在某一精確時刻對頻率非常高的模擬/RF輸入信號進行采樣。該過程通過一個低抖動采樣器實現信號采樣，并在更寬帶寬范圍內降低了ADC的動態線性度要求，因為采樣率RF模數轉換過程中保持不變。
這種方案帶來的好處顯而易見：模擬輸入帶寬從根本上得以擴展，高頻線性度顯著改善，并且與單獨的RF ADC性能相比，THA-ADC組件的高頻SNR得到改進。
THA特性及概述
ADI的THA系列產品可以在18 GHz帶寬范圍內提供精密信號采樣，在DC至超過10 GHz的輸入頻率范圍內具有9到10位線性度、1.05 mV噪聲和< 70 fs的隨機孔徑抖動性能。該器件可以4 GSPS工作，動態范圍損失極小，具體型號包括HMC661 和 HMC1061。這些跟蹤保持 放大器可用于擴展高速模數轉換和信號采集系統的帶寬和/或高頻線性度。
以單級THA HMC661為例，產生的輸出由兩段組成。在輸出波形（正差分時鐘電壓）的采樣模式間隔中，器件成為一個單位增益放大器，在輸入帶寬和輸出放大器帶寬的約束下，它將輸入信號復制到輸出級。在正時鐘到負時鐘躍遷時，器件以非常窄的采樣時間孔徑對輸入信號采樣，并且在負時鐘間隔內，將輸出保持在一個相對恒定的代表采樣時刻信號的值。配合ADC進行前端采樣時，常常優先使用單級器件（ADI 同時法布里了兩級THA 的型號HMC1061），原因是多數高速ADC已經在內部集成一個THA，其帶寬通常要小得多。因此，在ADC之前增加一個THA便構成一個復合雙級組件（或一個三級組件，如果使用的是雙級HMC1061），THA在轉換器前面。采用同等技術和設計時，單級器件的線性度和噪聲性能通常優于雙級器件，原因是單級器件的級數更少。所以，單級器件常常是配合高速ADC進行前端采樣的最佳選擇。
圖1. 采樣保持拓撲結構：(1a) 單列，(1b) 雙列。
延遲映射THA和ADC
開發采樣保持器和ADC信號鏈的最困難任務之一，是在THA捕獲采樣事件的時刻與應將其移到ADC上以對該事件重新采樣的時刻之 間設置適當的時序延遲。設置兩個高效采樣系統之間的理想時間差的過程被稱為延遲映射。
在電路板上完成該過程可能冗長乏味，因為紙面分析可能不會考慮PCB板上時鐘走線傳播間隔造成的相應延遲，內部器件組延遲，ADC孔徑延遲，以及將時鐘分為兩個不同段所涉及到的相關電路（一條時鐘走線用于THA，另一條時鐘走線用于ADC）。設置THA和ADC之間延遲的一種方法是使用可變延遲線。這些器件可以是有源或無源的，目的是正確對準THA采樣過程的時間并將其交給ADC進行采樣。這保證了ADC對THA輸出波形的穩定保持模式部分進行采樣，從而準確表示輸入信號。
如圖2所示， HMC856 可用來啟動該延遲。它是一款5位QFN封裝，90 ps的固有延遲，步進為3 ps或25ps ，32位的高速延時器。它的缺點是要設定/遍歷每個延遲設置。要使能新的延遲設置，HMC856上的每個位/引腳都需要拉至負電壓。因此，通過焊接下拉電阻在32種組合中找到最佳延遲設置會是一項繁瑣的任務，為了解決這個問題，ADI使用串行控制的SPST開關和板外微處理器來幫助更快完成延遲設置過程。
圖2. 延遲映射電路。
為了獲得最佳延遲設置，將一個信號施加于THA和ADC組合，該信號應在ADC帶寬范圍之外。本例中，我們選擇一個約10 GHz的信號，并施加-6 dBFS的電平（在FFT顯示屏上捕獲）。延遲設置現在以二 進制步進方式掃描，信號的電平和頻率保持恒定。在掃描過程中顯示并捕獲FFT，收集每個延遲設置對應的基波功率和無雜散動態范圍 (SFDR) 數值。
結果如圖3a所示，基波功率、SFDR和SNR將隨所應用的每個設置而變化。如圖所示，當把采樣位置放在更好的地方（THA將樣本送至ADC的過程之中）時，基波功率將處于最高水平，而SFDR應處于最佳性能（即最低）。圖3b為延遲映射掃描的放大視圖，延遲設定點為671，即延遲應該保持固定于此窗口/位置。請記住，延遲映射程序僅對系統的相關采樣頻率有效，如果設計需要不同的采樣時鐘，則需要重新掃描。本例中，采樣頻率為4 GHz，這是該信號鏈中使用的THA器件的最高采樣頻率。
圖3b. 每個延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果（放大）。
針對大量原始模擬帶寬的前端設計
首先，如果應用的關鍵目標是處理10 GHz的帶寬，我們顯然應考慮RF方式。請注意，ADC仍然是電壓型器件，不會考慮功率。這種情況下，"匹配"這個詞應該謹慎使用。我們發現，讓一個轉換器前端在每個頻率都與100 MSPS轉換器匹配幾乎是不可能的；高頻率帶寬的RF ADC不會有太大的不同，但挑戰依舊。術語"匹配"應表示在前端設計中能產生最佳結果的優化。這是一個無所不包的術語，其中，輸入阻抗、交流性能 (SNR/SFDR)、信號驅動強度或輸入驅動、帶寬以及通帶平坦度，這些指標都能產生該特定應用的最佳結果。
最終，這些參數共同定義了系統應用的匹配性能。開始寬帶前端設計時，布局可能是關鍵，同時應當最大限度地減少器件數量，以降低兩個相鄰IC之間的損耗。為了達到最佳性能，這兩方面均非常重要。將模擬輸入網絡連接在一起時務必小心。走線長度以及匹配是最重要的，還應盡量減少過孔數量，如圖4所示。
圖4. THA和ADC布局。
信號通過差分模式連接到THA輸入（我們同時是也提供單端射頻信號輸入的參考設計鏈路），形成單一前端網絡。為了最大限度地減少過孔數量和總長度，我們在這里特別小心，讓過孔不經過這兩條模擬輸入路徑，并且幫助抵消走線連接中的任何線腳。
最終的設計相當簡單，只需要注意幾點，如圖5所示。所使用的0.01 F電容是寬帶類型，有助于在較寬頻率范圍內保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 F電容無法提供平坦的阻抗響應，通常會在通帶平坦度響應中引起較多紋波。THA輸出端和ADC輸入端的5和10串聯電阻，有助于減少THA輸出的峰化，并最大限度地降低ADC自身內部采樣電容網絡的殘余電荷注入造成的失真。然而，這些值需要謹慎地選擇，否則會增加信號衰減并迫使THA提高驅動強度，或者設計可能無法利用ADC的全部量程。
最后討論差分分流端接。當將兩個或更多轉換器連接在一起時，這點至關重要。通常，輕型負載（例如輸入端有1 k負載）有助于保持線性并牽制混響頻率。分流器的120 分流負載也有此作用，但會產生更多實際負載，本例中為50 ，這正是THA希望看到并進行優化的負載。
圖5. THA和ADC前端網絡及信號鏈。
現在看結果！檢查圖6中的信噪比或SNR，可以看出在15 GHz范圍上可以實現8位的ENOB（有效位數）。這是相當不錯的，想想對于相同性能的13 GHz示波器，您可能支付了12萬美元。當頻率向L、S、C和X波段移動時，集成帶寬（即噪聲）和抖動限制開始變得顯著，因此我們看到性能出現滾降。
還應注意，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿量程輸入通過SPI寄存器內部更改為1.0 V p-p。這有助于將THA保持在線性區域內，因為其最大輸出為1.0 V p-p差分。
圖6. –6 dBFS時的SNRFS/SFDR性能結果。
同時顯示了線性度結果或SFRD。這里，到8 GHz為止的線性度超過50 dBc，到10 GHz為止的線性度超過40 dBc。為在如此寬的頻率范圍上達到最佳線性度，此處的設計利用 AD9689模擬輸入緩沖電流設置特性進行了優化（通過SPI控制寄存器）。
圖7顯示了通帶平坦度，證明在RF ADC之前增加一個THA可以實現 10 GHz的帶寬，從而充分擴展AD9689的模擬帶寬。
圖7. THA和ADC網絡及信號鏈—帶寬結果。
結語
對于那些需要在多GHz模擬帶寬上實現最佳性能的應用，THA幾乎是必不可少的，至少目前是如此！RF ADC正在迅速趕上。很容易明白，在對較寬帶寬進行采樣以覆蓋多個目標頻帶時，GSPS轉換器在理論上具有易用性優勢，可以消除前端RF帶上的一個或多個向下混頻級。但是，實現更高范圍的帶寬可能會帶來設計挑戰和維護問題。
在系統中使用THA時，應確保采樣點的位置在THA和ADC之間進行了優化。使用本文所述的延遲映射程序將產生總體上最佳的性能結果。在X波段頻率進行采樣時，樂高式方法（簡單地將50 阻抗模塊連接在一起）可能不是最好的方法。
