電源其實就是一個由變壓器和交流/ 直流轉換器以及相應穩壓電路所組成的“綜合變電器”。本身就存在著電能的消耗，因此輸入電源的能量并不能100% 轉化為供主機內各部件使用的有效能量，這樣就存在一個轉換效率的問題。

而對于需要從高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個有趣的例子是從48 V轉換到3.3 V。這樣的規格不僅在信息技術市場的服務器應用中很常見，在電信應用中同樣常見。

圖1. 通過單一轉換步驟將電壓從48 V降至3.3 V

如果將一個降壓轉換器（降壓器）用于此單一轉換步驟，如圖1所示，會出現小占空比的問題。占空比反映導通時間（當主開關導通時）和斷開時間（當主開關斷開時）之間的關系。降壓轉換器的占空比由以下公式定義：

當輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時，占空比約為7%。

這意味著在1 MHz（每個開關周期為1000 ns）的開關頻率下，Q1開關的導通時間僅有70 ns。然后，Q1開關斷開930 ns，Q2導通。對于這樣的電路，必須選擇允許最小導通時間為70 ns或更短的開關穩壓器。如果選擇這樣一種器件，又會有另一個挑戰。通常，當以非常小的占空比運行時，降壓調節器的高功率轉換效率會降低。這是因為可用來在電感中存儲能量的時間非常短。電感器需要在較長的關斷時間內供電。這通常會導致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是由于在導通時間內，一個大電壓差會施加于圖1中的L1兩端。

在這個例子中，導通時間內電感兩端的電壓約為44.7 V，開關節點一側的電壓為48 V，輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過以下公式計算：

如果電感兩端有高電壓，則固定電感中的電流會在固定時間內上升。為了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會增加功率損耗。在這些電壓條件下，ADI 的高效率 LTM8027 μModule®穩壓器在4 A輸出電流時僅實現80%的功率效率。

目前，非常常見且更高效的提高功率效率的電路解決方案是產生一個中間電壓。圖2顯示了一個使用兩個高效率降壓調節器的級聯設置。第一步是將48 V電壓轉換為12 V，然后在第二轉換步驟中將該電壓轉換為3.3 V。當從48 V降至12 V時，LTM8027 μModule穩壓器的總轉換效率超過92%。第二轉換步驟利用LTM4624將12 V降至3.3 V，轉換效率為90%。這種方案的總功率轉換效率為83%，比圖1中的直接轉換效率高出3%。

圖2. 電壓分兩步從48 V降至3.3 V，包括一個12 V中間電壓

這可能相當令人驚訝，因為3.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個獨立的開關穩壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導致電感峰值電流較高。

比較單步降壓架構與中間總線架構時，除功率效率外，還有很多其他方面需要考慮。但是，本文只打算討論功率源轉換效率的重要方面。這個基本問題的另一種解決方案是采用新型混合降壓控制器LTC7821。它將電荷泵動作與降壓調節結合在一起。這使得占空比達到2 × VIN/VOUT，因此可以在非常高的功率轉換效率下實現非常高的降壓比。

中間電壓的產生對于提高特定電源的總轉換效率可能相當有用。為了提高圖1中極小占空比下的轉換效率，業界進行了大量開發工作。例如，可以使用非常快速的GaN開關來降低開關損耗，從而提高功率轉換效率。然而，這種解決方案的成本目前還高于級聯解決方案（例如圖2所示）。